本发明公开了一种间接式矩阵变换器多机传动系统及其容错运行控制方法,属于电力电子变换器和电气传动控制领域。本发明在基于间接式矩阵变换器多机传动系统的多个逆变级电路之间串入辅助开关,通过控制辅助开关的通断,在多机传动系统的某一个或多个逆变级电路出现单相故障时,系统可通过逆变级电路开关器件的重组和各逆变级电路的小周期空间矢量脉宽调制算法实现系统的容错运行。本发明可以保证在逆变级电路出现断路或断相故障时系统仍能持续运行而不停机,从而增加了基于间接式矩阵式变换器多机传动系统的冗余,提高了系统的稳定可靠性。
1.一种基于容错运行控制的间接式矩阵变换器多机传动系统,其特征在于:所述系统由三相交流电源(1)、输入LC滤波器(2)、三相桥式整流级电路(3)、箝位电路(4)、多个三相桥式逆变级电路(5)、辅助开关(6)、多台异步电机(7)和两条直流母线组成,其中,三相桥式整流级电路(3)由6个双向开关Sap-Scn组成,三相交流电源(1)连接于三相桥式整流级电路(3)中各桥臂的中点,三相桥式整流级电路(3)、箝位电路(4)、多个三相桥式逆变级电路(5)依次并联于两条直流母线之间,辅助开关(6)由三个双向晶闸管构成,分别串联于两个三相桥式逆变级电路的三相之间,各个逆变级电路之间均串联辅助开关(6),多台三相异步电机(7)的各相分别连接于多个三相桥式逆变级电路(5)的各桥臂中点,每个逆变级电路驱动一台异步电机,异步电机拖动负载做电动机运行;在某一个三相桥式逆变级电路出现单相故障时,通过控制辅助开关(6)的通断,使得三相桥式逆变级电路的开关器件重组构成新的系统结构,保证所有异步电机(7)的稳定运行;对于出现故障的逆变级电路和提供开关器件重组的逆变级电路,先将一个采样周期按照参与容错运行的逆变级电路个数平均划分成几个小周期,所述逆变级电路个数为出现故障的逆变级电路和提供开关器件重组的逆变级电路之和,然后在一个小周期内只让一个参与容错运行的逆变级电路执行正常工况下的控制策略,而其它逆变级电路则处于零矢量状态。
2.如权利要求1所述的多机传动系统,其特征在于:未出现故障或未提供开关器件重组的逆变级电路执行正常工况下的控制策略。
3.如权利要求1或2所述的多机传动系统,其特征在于:所述正常工况下的控制策略为三相桥式整流级电路和三相桥式逆变级电路均采用空间矢量脉宽调制策略(SVPWM),并将这两者结合在一起,各逆变级电路均采用半对称式9段PWM脉宽分布方式。技术领域
本发明涉及一种电力电子变换器的控制方法,尤其涉及一种间接式矩阵变换器驱动多台电机的容错运行控制方法。
背景技术
基于间接式矩阵变换器的多机传动系统可以同时驱动多台电机带载运行,具有拓扑简单、结构紧凑、易于实现且功率密度大等优点,尤其适用于航天、军工等需要多台电机同时带载运转且空间容量有限的工业应用领域中。然而基于间接式矩阵变换器的多机传动系统采用的电力半导体器件繁多,控制方法复杂,很容易出现器件的损毁,一旦某个器件出现故障必须对整个系统采取停机检修,这将大大降低系统的可靠性,同时也会带来巨大的经济损失。
发明内容
本发明针对背景技术中基于间接式矩阵变换器多机传动系统中存在的问题,提出一种容错运行控制方法。本发明提供的间接式矩阵变换器多机传动系统,由三相交流电源(1)、输入LC滤波器(2)、三相桥式整流级电路(3)、箝位电路(4)、两个三相桥式逆变级电路(5)、辅助开关(6)、两台异步电机(7)和两条直流母线组成,其中,三相桥式整流级电路(3)由6个双向开关Sap-Scn组成,三相交流电源(1)连接于三相桥式整流级电路(3)中各桥臂的中点,三相桥式整流级电路(3)、箝位电路(4)、两个三相桥式逆变级电路(5)依次并联于两条直流母线之间,辅助开关(6)由三个双向晶闸管构成,分别串联于两个三相桥式逆变级电路(5)的三相之间,两台三相异步电机的各相(7)分别连接于两个三相桥式逆变级电路(5)的各桥臂中点,异步电机拖动负载做电动机运行。在某一个三相桥式逆变级电路(5)出现单相故障时,通过控制辅助开关(6)的通断,使得三相桥式逆变级电路(5)的开关器件重组构成新的系统结构,保证所有异步电机(7)的稳定运行。中间直流母线可以并联多个逆变级电路,每个逆变级电路驱动一台异步电机,各个逆变级电路之间均串联辅助开关,可以实现在多个逆变级电路出现单相故障时系统的容错运行。本发明还提供一种上述系统的小周期空间矢量脉宽调制方法,对于出现故障的逆变级电路和提供开关器件重组的逆变级电路,先将一个采样周期按照参与容错运行的逆变级电路个数平均划分成几个小周期,所述逆变级电路个数为出现故障的逆变级电路和提供开关器件重组的逆变级电路之和,然后在一个小周期内只让一个参与容错运行的逆变级电路执行正常工况下的控制策略,而其它逆变级电路则处于零矢量状态;对未出现故障或未提供开关器件重组的逆变级电路执行正常工况下的控制策略。本方法在所述正常工况下的控制策略为三相桥式整流级电路和三相桥式逆变级电路均采用空间矢量脉宽调制策略(SVPWM),并将这两者结合在一起,各逆变级电路均采用半对称式9段PWM脉宽分布方式。本发明具有如下有益效果:在多机传动系统的某一个或多个逆变级电路出现单相故障时,系统可进行逆变级电路开关器件的重组,同时采用半周期空间矢量脉宽调制算法,可有效实现系统的容错运行,从而使系统具备了冗余能力,提高了系统的稳定性和可靠性。
附图说明
图1是本发明带辅助开关的基于间接式矩阵变换器多机传动系统的主电路结构框图。图2是整流级电路电流空间矢量图。图3是逆变级电路电流空间矢量图。图4是以两台异步电机为例时的三相桥式整流级电路和三相桥式逆变级电路的半对称式9段PWM脉宽分布示意图。图5是以两台异步电机为例,在输入扇区为1(Sci=1)、输出扇区分别为1(Svo1=1)、2(Svo2=2)情况下的开关管开关状态分布示意图。图6是本发明基于间接式矩阵变换器多机传动系统容错运行下的主电路结构框图。图7是以两台异步电机为例,容错运行下的半周期空间矢量脉宽调制的脉宽分布示意图。图8是本发明容错运行下以两台异步电机为例,在输入扇区为1(Sci=1)、输出扇区分别为1(Svo1=1)、2(Svo2=2)情况下的开关管开关状态分布示意图。
具体实施方式
1.带辅助开关的基于间接式矩阵变换器多机传动系统的电路拓扑本发明带辅助开关的基于间接式矩阵变换器多机传动系统的主电路结构如图1所示,包括输入三相交流电源(1)、输入LC滤波器(2)、三相桥式整流级电路(3)、箝位电路(4)、两个三相桥式逆变级电路(5)、辅助开关(6)、两台异步电机(7)和两条直流母线。其中6个双向开关Sap-Scn(每个双向开关均由两个功率开关管和两个反并联二极管反向串联而成)组成的三相桥式整流级电路(3)、用于抑制电压尖峰的箝位电路(4)和两个由单相开关(SAp-SCn)与续流二极管组成的三相桥式逆变级电路(5)依次连接于直流母线的两端,辅助开关(6)由三个双向晶闸管构成,分别串联于两个三相桥式逆变级电路(5)的对应相之间,每个三相桥式逆变级电路驱动一台异步电机调速运行。该电路的基本工作原理是将双向开关组成的三相桥式整流级电路(3)工作在PWM整流模式下得到等效的中间直流电压,利用由二极管、电容和电阻组成的箝位电路(4)吸收因开关高频动作而产生的电压尖峰,同时三相桥式整流级电路(3)的输入电流通过输入LC滤波器(2)滤除由于开关动作产生的高频谐波连接至输入三相交流电源(1),两个三相桥式逆变级电路(5)在PWM逆变模式下输出三相平衡的正弦电压分别驱动两台异步电机(7)做调速运行,在某个逆变级电路出现单相故障时辅助开关(6)可以进行逆变级电路的开关器件重组。2.正常工况下的控制策略三相桥式整流级电路(3)和三相桥式逆变级电路(5)均采用空间矢量脉宽调制策略(SVPWM),并将这两者结合在一起,控制各逆变级电路均采用半对称式9段PWM脉宽分布方式。整流级电路的调制目的是产生三相平衡正弦的输入电流并实现输入功率因数可调,通常设定输入功率因数为1,即输入电流与输入电压(这里指输入三相交流电源电压)同相位。因此通过实时检测电源电压可以确定参考输入电流空间位置角θ_i,设定I_ref是参考电流空间矢量。根据传统的SVPWM,根据θ_i可计算出当前参考电流空间矢量的扇区代码Sci和扇区相位角θ,然后利用该扇区内的两个非零矢量和零矢量来合成I_ref,如图2整流级电路电流空间矢量图所示,可以得到在一个PWM周期内每个矢量的作用时间, t μ = m T s sin ( 1 3 π - θ ) / sin ( 1 3 π ) t v = m T s sin ( θ ) / sin ( 1 3 π ) t 0 rec = T s - t μ - t v - - - ( 1 ) ]]>式中,m为调制比(0s为采样周期,图2中各矢量所对应的整流级电路的开关状态如表1所示,其中Sap-Scn中的“0”代表对应桥臂的双向开关关断,“1”表示对应的开关开通。如表1,非零矢量I₁~I₆分别对应一种开关状态,而零矢量I₀对应有三种状态,分别是a相的上下桥臂都开通,其它两相上下桥臂都关断;b相的上下桥臂都开通,其它两相上下桥臂都关断;c相的上下桥臂都开通,其它两相上下桥臂都关断。实际应用中根据开关次数最少来进行选择对应的零矢量状态。以扇区I为例,I_μ为I₆(100100),I_v为I₁(100001),则I₀选择(110000),这样可以保证每次换流只出现两个桥臂动作。表1整流级电路开关状态ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="700"/>同样的,逆变级电路也采用类似的SVPWM,可计算得到如图3逆变级电路电压空间矢量图所示的每个矢量的作用时间分别为, t α = m T s · sin ( 1 3 π - θ 0 ) sin ( 1 3 π ) t β = m T s · sin θ 0 sin ( 1 3 π ) t 0 inv = T s - t α - t β - - - ( 2 ) ]]>式中,m为调制比,00为输出电压矢量的扇区相位角。由于三相桥式逆变级电路,每一相电路的上下桥臂均处于互补状态,即上桥臂关断时则下桥臂开通或上桥臂开通时下桥臂关断,因此只需根据每相电路的上桥臂状态即可定义逆变级电路的开关状态,如表2所示。其中SAp、SBp、SCp中的“0”代表该桥臂的功率开关管关断,并且对应相的下桥臂开关管开通;“1”表示该桥臂的功率开关管开通,且对应相的下桥臂开关管关断。如表1,非零矢量V₁~V₆分别对应一种开关状态,而零矢量V₀对应有两种状态,分别是A、B、C三相的上桥臂都开通和A、B、C三相的下桥臂都开通。实际应用中同样根据开关次数最少来进行选择对应的零矢量状态。表2逆变级电路开关状态ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="700"/>由式(1)和(2)可以计算出整流级电路和逆变级电路的每个开关矢量的作用时间,然后结合这两部分计算结果就可以确定整流级电路和逆变级电路的PWM模式和分布。如果把逆变级电路SVPWM调制中的零电压矢量分配在整流级电路换流的时刻,这时逆变级电路的三相输入连接到直流环节的同极上,直流环节电流为零,这样就可以实现整流级电路的零电流换流,大大降低变换器的开关损耗,提高系统换流的安全性和可靠性。但要实现这种零电流换流方式需要逆变级电路的PWM模式配合整流级电路的PWM模式。因此,为了使逆变级的PWM模式尽量简单,整流级电路的PWM模式采用最简单的不对称3段式。逆变级电路的PWM模式成半对称分布于整流级的两个非零矢量部分。图4出示了两个逆变级电路情况下,每个逆变级电路的PWM模式均为半对称9段式PWM。由于间接式矩阵变换器的开关状态矢量作用时间不完全对称,因此整流级电路需要2路独立的PWM输出PWM1和PWM2,每个逆变级电路需要6路独立的PWM输出PWM11-PWM16和PWM21-PWM26(分别对应第1个和第2个逆变级电路)。图中上方的I_μ、I₀和I_v为整流级电流的开关状态,它们在一个采样周期中的作用时间分别为t_μ、t_0rec和t_v,可根据式(1)计算得到;中间的V₀₁、V_α1和V_β1为逆变级1的电压开关状态矢量,其在一个采样周期中的作用时间分别为t_α1、t₀₁和t_β1,可根据式(2)计算得到;下方的V₀₂、V_α2和V_β2为逆变级2的电压开关状态矢量,作用时间分别为t_α2、t₀₂和t_β2,同样可以根据式(2)计算;x₁、x₂和x₀是整流级电路开关状态矢量的作用时间占整个采样周期T_s的占空比,d₁、d₂和d₀是逆变级1电路开关状态矢量的作用时间占整个采样周期T_s的占空比,e₁、e₂和e₀是逆变级2电路开关状态矢量的作用时间占整个采样周期T_s的占空比。图中各段PWM的作用时间分别为: t 1 = t μ t 2 = t μ + t 0 rec ]]> t 11 = t μ · t 01 / ( 2 T s ) t 12 = t 11 + t μ · t α 1 / T s t 13 = t 12 + t μ · t β 1 / T s t 14 = t 2 + t v · t 01 / ( 2 T s ) t 15 = t 14 + t v · t β 1 / T s t 16 = t 15 + t v · t α 1 / T s ]]> t 21 = t μ · t 02 / ( 2 T s ) t 22 = t 21 + t μ · t α 2 / T s t 23 = t 22 + t μ · t β 2 / T s t 24 = t 2 + t v · t 02 / ( 2 T s ) t 25 = t 24 + t v · t β 2 / T s t 26 = t 25 + t v · t α 2 / T s ]]>将PWM分布结合输入电流扇区和输出电压扇区就可以确定整流级电路和逆变级电路的各个开关管的开关状态,这里以输入扇区为1(Sci=1)、输出扇区分别为1(Svo1=1)、2(Svo2=2)情况为例,详细介绍各个开关管的开关状态。如图5所示,当参考输入电流处于输入第1扇区内时,相应的整流级电路中I_μ为I₆(1xa000100),I_v为I₁(100001),I₀为(110000),即在整个采样周期中,t₁时刻内S_ap=1,S_an=0,S_bp=0,S_bn=1,S_cp=0,S_cn=0,t₁至t₂内S_ap=1,S_an=1,S_bp=0,S_bn=0,S_cp=0,S_cn=0,在t₂时刻后S_ap=1,S_an=0,S_bp=0,S_bn=0,S_cp=0,S_cn=1。同样的根据各逆变级电路参考输出电压的扇区代码,可以确定当逆变级电路1的参考输出电压处于第1扇区时,相应的逆变级电路中V_α为V₆(100110),V_β为V₁(1xa000101),V₀应在(101010)和(010101)中根据最小开关动作原则选定,逆变级电路2的开关管动作选定与此类似,因此可以的到图5所示的结果。3.容错运行控制方法一旦逆变级电路中的某一个桥臂出现开路或短路故障,须将该桥臂所在相的上下桥臂断开,同时接通该相连接的辅助开关,从而利用其他未发生故障的逆变级电路对应相的上下桥臂重新组合成系统的容错运行状态。图6出示了当逆变级电路2的A相某桥臂出现故障时,将该相上下桥臂断开负载,同时接通辅助开关TR_A,利用未发生故障的逆变级电路1的A相桥臂连接负载电机,通过开关器件的重组构成多机传动系统的容错运行状态,从而维持各负载的正常运行。在图6所示的容错运行状态下,如果各逆变级电路仍沿用正常工况下的控制策略,显然无法保证各台负载电机的正常运行,本发明基于这种新的运行状态,提供了一种多机传动系统的容错运行控制方法,以保证在容错运行状态下,各逆变级电路仍能可靠有效运行,获得较为理想的输出波形,驱动负载电机正常运转。本发明所采用的技术方案是:一种小周期空间矢量脉宽调制算法,其特征在于:未出现故障或未提供开关器件重组的逆变级电路控制策略不变,而对于出现故障的逆变级电路和提供开关器件重组的逆变级电路,先将一个采样周期按照参与容错运行的逆变级电路个数(即出现故障的逆变级电路和提供开关器件重组的逆变级电路总数)平均划分成几个小周期,然后在一个小周期内只让一个参与容错运行的逆变级电路执行正常工况下的控制策略,而其它逆变级电路则处于零矢量状态。下面将以两台异步电机为例,具体说明本发明的容错运行控制方法。图7出示了负载为两台异步电机时,当逆变级电路2的A相某桥臂出现故障时,将该相上下桥臂断开负载,而利用未发生故障的逆变级电路1的A相桥臂连接负载电机后,利用本发明的容错运行控制方法时的PWM脉宽分布状态。如图7所示,此时参与容错运行的逆变级电路数为2(包括出现故障的逆变级电路2和提供开关器件重组的逆变级电路1),两台负载电机仍可看作是由两个逆变级电路所驱动,即异步电机M1由原逆变级电路1驱动,而异步电机M2由原逆变级电路1的A相桥臂和逆变级电路2的B、C相桥臂组成的新的三相桥式逆变级电路2’驱动。按照容错运行控制方法首先将一个采样周期平均划分成2个小周期,每个小周期的作用时间为Ts/2。在第一个小周期中逆变级电路1执行正常工况下的控制策略,即上文提到的半对称式9段PWM脉宽分布方式,利用式(1)和(2)可分别计算出整流级电路的电流开关状态矢量I_μ、I₀、I_v的作用时间t_μ、t_0rec、t_v和逆变级电路1的电压开关状态矢量V_α1、V_α1、V_β1的作用时间t_α1、t₀₁、t_β1,然后可分别计算出图中第一个小周期中各段PWM(PWM1-3和PWM11-16)的作用时间。同样地,在第二个小周期中让新的逆变级电路2’执行原逆变级电路2在正常工况下的控制策略,仍采用半对称式9段PWM脉宽分布方式,通过计算可以得到第二个小周期中各段PWM(PWM4、5和PWM21-26)的作用时间。将计算所得的各段PWM作用时间结合输入电流扇区和输出电压扇区就可以确定整流级电路和逆变级电路的各个开关管的开关状态。图8出示了输入扇区为1(Sci=1)、输出扇区分别为1(Svo1=1)、2(Svo2=2)的情况下各个开关管的开关状态。如图所示,在第一个小周期中由于整流级电路的参考电流处于第1扇区,逆变级电路1的参考电压也处于第1扇区,因此I_μ为I₆(100100)、I_v为I₁(100001)、I₀为(110000),而逆变级电路1的6个开关管(SA1p、SA1n、SB1p、SB1n、SC1p、SC1n)在这9段PWM下的开关状态则分别为(101010)、(100110)、(100101)、(010101)、(010101)、(010101)、(100101)、(100110)、(101010),此时重组后构成的新的逆变级电路2’应一直处于零矢量状态,即逆变级电路2的B、C相桥臂动作保持与逆变级电路1的A相桥臂完全一致,同时关断出现故障的器件以保证系统的安全运行(即维持SA2p=SA2n=0),故而逆变级电路2的6个开关管(SA2p、SA2n、SB2p、SB2n、SC2p、SC2n)在这9段PWM下的开关状态分别为(001010)、(001010)、(001010)、(000101)、(000101)、(000101)、(001010)、(001010)、(001010);在第二个小周期中让新的逆变级电路2’执行原逆变级电路2在正常工况下的控制策略,而维持逆变级电路1处于零矢量状态,即逆变级电路1的B、C相桥臂动作保持与A相桥臂完全一致,此时整流级电路的参考电流仍处于第1扇区,逆变级电路2’的参考电压处于第2扇区,因此可知整流级电路的6个开关管的开关状态与第个小周期类似,即I_μ为I₆(100100)、I_v为I₁(100001)、I₀为(110000),而新构成的逆变级电路2’的6个开关管(SA1p、SA1n、SB2p、SB2n、SC2p、SC2n)在9段PWM下的开关状态分别为(010101)、(100101)、(101001)、(101010)、(101010)、(101010)、(101001)、(100101)、(010101),SB1p、SB1n和SC1p、SC1n与SA1p、SA1n开光状态完全一致,SA2p=SA2n=0。